Исследование интегральных характеристик выходных напряжений источников периодического тока

Введение

В промышленности, на морском транспорте и в быту в настоящее время используется, в основном, электроэнергия переменного тока частотой 50 Гц. На тепловых и атомных электростанциях электроэнергию получают с помощью синхронных турбогенераторов. На гидроэлектростанциях используют синхронные гидрогенераторы.

Напряжение переменного тока описывается тремя параметрами: частотой (f), амплитудой (U_m) и начальной фазой (j). При этом форма напряжения предполагается синусоидальной. На практике для переменного синусоидального напряжения задают не амплитудное U_m, а действующее значение напряжения U (U = U_m / √2).

Качество напряжения, поступающего к потребителю, оценивается стабильностью его величины U, частоты f и наличием высших гармоник, искажающих синусоидальную форму напряжения.

Синхронные генераторы традиционной конструкции снабжаются регуляторами частоты и напряжения, позволяющими поддерживать параметры выходного напряжения U и f постоянными с установленной точностью при изменении нагрузки и ее характера в допустимых пределах . Форма выходного напряжения, близкая к синусоидальной, обеспечивается практически синусоидальным распределением магнитной индукции в воздушном зазоре генератора. Нелинейная нагрузка вызывает высшие гармоники тока и выходного напряжения генератора. Особенно сильно искажают форму выходного напряжения статические преобразователи: выпрямители, инверторы и т. д.

В последнее время благодаря своим известным достоинствам широкое распространение получили синхронные машины с возбуждением от постоянных магнитов. До сих пор, в основном, применяются синхронные двигатели с постоянными магнитами (СДПМ). СДПМ стал «перспективной машиной для приводов малой и средней мощности: от стиральной машины до металлорежущего станка и электровоза» . Известны случаи применения СДПМ и в качестве гребного двигателя. Мощность СДПМ при этом составляет единицы и десятки милливатт.

Применение синхронных машин с возбуждением от постоянных магнитов в генераторном режиме ограничено возможностью стабилизации напряжения традиционным методом вследствие отсутствия обмотки возбуждения. Однако возможно осуществлять стабилизацию напряжения специальными устройствами. Среди стабилизаторов напряжения наиболее совершенными являются устройства, в основе работы которых лежит принцип импульсного регулирования переменного напряжения .

Стабилизация мгновенных значений напряжения

Второй вариант построения СНПТ требует контроля мгновенных значений выходного напряжения и возможности изменения g = t/Т в каждом интервале дискретности ИП. Его достоинство возможность исправлять отклонения формы напряжения от синусоидальной ,
а также — большее быстродействие, позволяющее реагировать на короткие всплески и провалы напряжения сети.

При построении стабилизатора по второму варианту необходимо учитывать следующие его особенности.

Первая из них состоит в необходимости изменять знак обратной связи при изменении полярности стабилизируемого напряжения. Действительно, в положительный полупериод положительная разность мгновенных значений заданного и действительного значения выходного напряжения вызывает увеличение t, а следовательно, и выходного напряжения. Отклонение его от заданного значения уменьшается. В отрицательный же полупериод при таком же соотношении абсолютных величин заданного и действительного мгновенных значений выходного напряжения их разность оказывается уже отрицательной. Это вызывает уменьшение t, а значит, и абсолютной величины выходного напряжения ИП.

Можно избежать этого затруднения, если сравнивать модули мгновенных значений заданного и действительного выходного напряжений. Это требует совпадения фаз заданного и стабилизируемого напряжений. При фиксированной нагрузке можно подобрать фазу заданного напряжения равной фазе выходного напряжения в установившемся режиме. Кроме того, следует учитывать, что вследствие малого выходного сопротивления сглаживающего фильтра ИП фаза выходного напряжения незначительно отличается от фазы стабилизируемого напряжения U_С.

Следующая важная особенность заключается в невозможности получения на выходе гармонического напряжения при его регулировании по принципу обратной связи. Действительно, пренебрегая малым выходным сопротивлением сглаживающего фильтра ИП, значение гладкой составляющей выходного сопротивления СНПТ можно описать следующим выражением:

u_ВЫХ(t)= u(t) + g u_ВД (t).     (3)

Значение g при регулировании выходного напряжения по принципу обратной связи в положительном полупериоде пропорционально разности заданного и действительного значений выходного напряжения, т. е.:

g = k[u_З(t) – u_ВЫХ(t)].      (4)

Из выражений (3, 4) получаем:

u_ВЫХ(t) = [u(t) + ku_З(t)u_ВД(t)] / [1 + ku_ВД(t)].      (5)

Даже при синусоидальных функциях u(t), u_ВД(t), u_З(t), имеющих одинаковую фазу, u_ВЫХ(t) согласно (5) оказывается несинусоидальной функцией.

Если выходные сопротивления автотрансформатора и фильтра достаточно малы, можно обойтись и без обратной связи. В этом случае выходное напряжение СНПТ практически не зависит от тока нагрузки. Влияние изменения напряжения u_C на u_ВЫХ можно скомпенсировать, изменяя g в зависимости от изменения соотношения мгновенных значений u_С(t) и u_З(t), т. е. используя управление по возмущению.

Литература

1. Application note 4300, “Calculating the Error Budget in Precision Digital-to-Analog Converter (DAC) Applications.” Maxim Integrated.

2. Application note 4003, “Series or Shunt Voltage Reference?”. Maxim Integrated.

3. Application note 2879, “Selecting the Optimum Voltage Reference. Maxim Integrated.

4. Application Note 5062, “«Bandgap» Reference Calculator Tutorial.” . Maxim Integrated.

5. «Steve’s Analog Design Calculators» (http://www.maximintegrated.com/design/tools/calculators/hp50g/)

6. Application Note 4419, “Understanding Voltage-Reference Temperature Drift.”. Maxim Integrated.

7. Application note 5059, “Thermal Noise Calculator Tutorial. Maxim Integrated.

•••

Масса и объём

Энергетические устройства одинакового назначения сравнивают между собой по удельным массо-объёмным показателям с
размерностью: Вт/дм&sup3 и Вт/кг (иногда кг/Вт). Габариты любого электротехнического устройства определяются либо
требуемой поверхностью теплопровода (VT), либо конструктивным объёмом, необходимым для размещения деталей V_к.
Применение интегральной и гибридно-плёночной технологии изготовления диодов, транзисторов, резисторов, дросселей и
других деталей, повышает их коэффициент загрузки, т.е. увеличивается плотность тока j (А/мм&sup2) и частота преобразования,
что приводит к уменьшению массы и объёма конструкции V_к. С другой стороны повышение коэффициента загрузки приводит
к увеличению потерь, следовательно, возрастает и требуемый «тепловой» объём (V_т). Это положение иллюстрируется
графиком, приведенным на рис.7, где по оси абсцисс отложен интегральный параметр —
частота f, плотность тока j, индукция В.

Можно предположить, что увеличивая частоту, можно снизить объём конструкции, однако при этом возрастает минимальный
тепловой объём (мощный транзистор ставится на радиатор!). Поэтому нет смысла уходить за точку оптимума. Попадание в эту
точку на этапе проектирования системы может быть только случайным, поскольку задача многопараметрическая. Любое отклонение
от неё в ту или другую сторону является основанием для оптимизации режимов работы с целью повышения удельной мощности и
КПД вторичного источника.

Современные выпрямители (ВБВ — импульсные) работают в районе точки оптимума и характеризуются удельной
мощностью 400 … 600 Вт/дм&sup3 при частоте преобразования 50 … 100 кГц. Классические
выпрямители, работающие на промышленной частоте 50 Гц, имеют удельную мощность 7 … 10 Вт/дм&sup3.

Ток смещения и смещение выхода

Входы реального ОУ потребляют небольшой ток, который называется током смещения.  В англоязычных даташитах он называется Input Bias Current. Если входные цепи ОУ построены на биполярных транзисторах, то такой ток смещения будет где-то  несколько десятков наноампер, в отличите от ОУ, где входные цепи построены на полевых транзисторах. Во входных цепях, построенных на полевых транзисторах, ток смещения оценивается десятыми долями пикоампер. Следовательно, ток смещения очень важен именно для ОУ, чьи входные цепи построены на биполярных транзисторах.

Почему же так важен ток смещения? Давайте еще раз рассмотрим схему

Даже если мы не подаем никакого сигнала на вход, то на выходе у нас все равно будет какое-то маленькое постоянное напряжение. Почему так происходит? Во всем как раз и виноват ток смещения. Он создает падение напряжения на резисторе обратной связи. В данном случае — это резистор R2. А как вы знаете, на большем сопротивлении падает большее напряжение. То есть если номинал сопротивления R2 будет очень большим, то на нем будет падать большое напряжение, которое как раз и пойдет на выход нашего ОУ.

Допустим, ток смещения равен 0,1 мкА, а резистор R2= 1 МОм, то какое падение напряжения будет в этом случае на резисторе? Вспоминаем закон Ома: I=U/R, отсюда U=IR= 0,1 В. То есть на выходе у нас уже будет постоянное напряжение 0,1 В! Подавая на вход такого усилителя полезный сигнал с током смещения в 0,1 мкА , на выходе этот сигнал будет усиливаться и суммироваться с постоянной составляющей в 0,1 В.  В нашем случае происходит смещение нулевого уровня. Наглядно — на рисунке ниже.

Стабилизация амплитуды переменного напряжения

Пример реализации СНПТ по первому варианту представлен на рис. 1. Использование схемы построения стабилизатора с вольтодобавкой позволяет снизить требования к допустимому напряжению транзисторов, реализующих ключ К понижающего импульсного преобразователя (ИП).

Рис. 1. Пример реализации СНПТ

ИП состоит из транзисторного ключа К, переключающегося с высокой частотой F из положения «1» в положение «2», и LC-сглаживающего фильтра Ф. Благодаря высокой частоте коммутации К пульсации напряжения на выходе ИП практически незаметны уже при незначительных величинах L и C.

Нестабильное сетевое напряжение U_С подается на обмотки W, W₁ вольтодобавочного авто­трансформатора АТ. Стабильное выходное напряжение U_вых на нагрузке Z_Н представляет собой сумму напряжения на основной обмотке W, равного U_СW/(W+W₁), и выходного напряжения понижающего ИП, подключенного к вольтодобавочной обмотке W₂, практически равного gU_СW₂ /(W+W₁), где g = t/Т, Т = 1/F — период коммутации ключа К ИП, t — время пребывания ключа в положении «1» в течение периода T. Таким образом,

Стабилизатор автоматически устанавливает величину g = t/Т, обеспечивающую сохранение U_вых = const при изменении U_С.

В рассматриваемом СНПТ стабилизируется амплитуда переменного напряжения U_mвых. Она измеряется с помощью двухполупериодной схемы выпрямления В и устройства выборки и хранения УВХ, синхронизированного с напряжением сети, в каждом полупериоде. Интегральный регулятор Р интегрирует разность между заданной амплитудой выходного напряжения U_mЗ и действительной его амплитудой U_mвых. Выходное напряжение регулятора Р поступает на широтно-импульсный модулятор (ШИМ), импульсы которого через драйвер Д управляют переключением транзисторного ключа К.

Интегральный регулятор обеспечивает отсутствие статической ошибки как при изменении U_С, так и при изменении тока нагрузки.

Динамические параметры СНПТ могут быть достаточно высокими, если выбрать параметр регулятора Р таким, чтобы переходный процесс при скачке амплитуды напряжения заканчивался за один период дискретности, т. е. за половину периода напряжения сети.

Пренебрегая падениями напряжения внутри обмоток, число витков обмоток АТ несложно рассчитать, исходя из пределов изменения U_С: U_Cmin≤ U_C≤ U_Cmax и заданного выходного напряжения U_{вых з} = U_mз / √2:

W₁ = (1–b)W/b; W₂ = (a–b)W/b;

a = U_вых /U_Cmin; b = U_вых /U_Cmax.       (2)

Число витков базовой обмотки W должно быть рассчитано на напряжение (U_Cmaxb).

Для приближенного учета падения напряжения на внутреннем сопротивлении обмоток можно U_Cmin уменьшить на величину, определяемую процентом падения напряжения под нагрузкой для трансформаторов данной мощности.

Внешняя характеристика

Внешняя характеристика вторичного источника питания — это зависимость напряжения на нагрузке от тока нагрузки:
U = f(I). Вторичный источник питания обычно представляется генератором постоянного
напряжения U_0xx (холостого хода) с внутренним сопротивлением R_вых. Эта схема приведена
на рисунке 4.

По этой схеме можно определить напряжение на зажимах источника питания:
U = U_0xx − IR_вых.
Типовая внешняя характеристика источника питания приведена на рисунке 5 и обычно имеет падающий характер.

Падение напряжения определяется выходным сопротивлением источника питания, поэтому по внешней характеристике
можно определить его выходное сопротивление:

это сопротивление обычно нелинейное, поэтому его находят при заданном рабочем токе. У стабилизированного источника
питания выходное сопротивление может быть достаточно мало, и тогда внешняя характеристика принимает вид, показанный на
рисунке 6.

Выходное сопротивление источника питания существенно влияет на работу РЭА. Если от одного источника питается несколько
блоков (широко распространенная практика), то зависимость выходного напряжения от тока источника при R_вых≠0
приводит к электрической связи между несколькими нагрузками. Эта ситуация иллюстрируется эквивалентной схемой, приведенной
на рисунке 7.

Насыщение выхода инвертирующего усилителя

Давайте представим себе такую ситуацию. У нас входное переменное напряжение амплитудой 1 В. Коэффициент усиления 50. По нашим расчетам на выходе мы должны получить сигнал амплитудой 50 В. Но как мы получим 50 В, если питание нашего усилителя, допустим, +-15 В? Усиленный сигнал, амплитудой больше чем 15 В, мы получить не сможем. Хотя типичное падение напряжения во внутренних цепях реальных ОУ составляет около 0,5-1,5 В. То есть максимальный размах сигнала, который мы можем получить в данном случае на выходе будет 27-29 Вольт.

Хотя в настоящее время есть ОУ, которые все-так позволяют получать на выходе +-Uпит. Такое свойство некоторых ОУ называется Rail-to-Rail. В дословном переводе «от рельса до рельса» или «от шины до шины». Есть такие параметры, как Rail-to-Rail по входу (Rail-to-Rail input). Здесь на вход мы можем подавать сигналы вплоть до Uпит ОУ. Иногда в даташите оговаривается, с отрицательной или положительной шины питания можно подходить к этому параметру. Есть также есть Rail-to-Rail output. Здесь на выходе мы можем получить напряжение +-Uпит.  Если усиленный сигнал на выходе не вписывается в такой диапазон, то он будет срезаться. Такое свойство ОУ называется насыщением выхода. То есть надо всегда помнить, что  если амплитуда сигнала будет превышать +-Uпит усилителя, то такой сигнал на выходе будет срезан по этому уровню.

Продемонстрируем это в симуляторе Proteus. Итак, давайте на вход подадим синусоидальный сигнал амплитудой в 1 В, а коэффициент усиления сделаем 20, подобрав нужные резисторы. То есть по нашим расчетам мы должны получить синус с амплитудой в 20 Вольт. Смотрим осциллограмму

Подавали на вход синусоиду, а получили на выходе синусоиду с обрезанными верхушками и амплитудой в 14 В. Одна клеточка в данном случае — это 2 В. Как вы видите,сигнал, амплитудой более чем +-Uпит мы получить не сможем. Всегда помните об этом, особенно при конструировании радиоэлектронных устройств.

Коэффициент пульсаций

Форма выходного напряжения ВУ в общем случае содержит постоянную (полезную) составляющую и переменную составляющую (пульсации).
Она приведена на рисунке 2. Под коэффициентом пульсаций понимается отношение амплитуды первой гармоники пульсаций к постоянной
составляющей U, хотя его можно определить по любой гармонике, которая может оказаться больше первой.

Представив выпрямленное напряжение рядом Фурье — суммой постоянной составляющей U и n
гармоник с амплитудами U_mn, находят коэффициент пульсаций напряжения:

Постоянная составляющая U — является полезным продуктом выпрямителя, а пульсации
U_mn — вредной составляющей. При сложной форме пульсаций наибольшую величину может иметь не
первая гармоника, а гармоника с более высоким номером, хотя обычно под k_П понимается именно первая
гармоника, которая используется во всех расчётах и приводится в технической документации на оборудование.

В современных выпрямителях, использующих импульсные методы преобразования, форма пульсаций существенно отличается от
синусоидальной формы (см. рисунок 2б). Потребителя обычно не интересует, какая из гармоник на выходе выпрямителя
имеет максимальный размах. Его интересует общий размах пульсаций или так называемый абсолютный коэффициент пульсаций
(k_абс), который может рассчитываться по разным формулам, например:

или

Например, если постоянное напряжение U = 10 В, а напряжение пульсаций U_m1 = 1В, то:

Видно, что абсолютный коэффициент пульсаций вдвое больше по величине и объективно отражает пульсации на нагрузке,
хотя во всех нормативных документах указываются именно пульсации по первой гармонике. Поэтому к коэффициенту пульсаций
надо относиться очень внимательно.

Для оценки помех, проникающих в телефонные каналы связи по цепям питания необходимо учитывать не только амплитуду, но
и частоту помехи. Это связано с неравномерной чувствительностью человеческого уха в звуковом диапазоне. Поэтому вводится
понятие псофометрического коэффициента a_к, зависимость которого от частоты приведена на
рисунке 3.

На частоте f = 800 Гц a_к = 1. Относительное влияние гармоник с другими частотами характеризуется
величиной псофометрического коэффициента. Эффективное значение псофометрического напряжения пульсаций U_псф
на выходе выпрямителя определяется выражением:

Пример работы инвертирующего усилителя

Давайте посмотрим, как работает наш усилитель в программе-симуляторе электронных схем Proteus. Здесь мы собираем базовую схему с двухполярным питанием

В Proteus она будет выглядеть вот так:

Здесь мы взяли значение резисторов R2=10 кОм и R1=1 кОм, следовательно, коэффициент усиления такой схемы будет равен -10. Знак «минус» в данном случае просто инвертирует усиленный сигнал, что мы и видим на осциллограмме ниже. Входной сигнал — это розовая осциллограмма, а выходной — это желтая осциллограмма. Выходной сигнал находится в противофазе относительно входного, то есть инвертирует его. Отсюда и название «инвертирующий усилитель».

Пример измерения пусковых характеристик ИИП

В качестве примера рассмотрим тестирование модуля ИИП TPS62090 EVM, выполняющего DC/DC-преобразование (рис. 3). Для выполнения измерений в него введены дополнительные контрольные точки, в которых измеряются параметры V_in, I_in, I_L и V_out.

Рис. 3. Упрощенная схема модуля TPS62090 EVM с указанием добавленных контрольных точек для измерения тока и напряжения

Целью анализа пусковых характеристик ИИП является установление их нахождения в безопасных и ожидаемых пределах. Осуществление контроля входного тока, тока катушки индуктивности, а также входного и выходного напряжений позволяет получить основную информацию о корректности характеристик устройства. При выполнении измерений необходимо подключить выход ИИП к номинальной нагрузке.

В ходе тестирования при включении питания появится возможность измерения сигналов во всех контрольных точках в одном цикле сбора данных, поэтому в первый набор измеряемых характеристик следует включить V_in, I_in, V_switch и V_out. При наличии двух токовых пробников нужно подключить второй пробник для осуществления контроля тока катушки индуктивности I_L в ходе второго цикла сбора данных. Для источника питания также может быть задано ограничение по току, определяемое максимальным номинальным/ожидаемым входным током ИИП. Применение ограничения по току повышает уровень безопасности в ходе предварительного тестирования при включении питания, однако может привести к сокрытию значительных импульсов пускового тока.

Для выполнения измерений пусковых характеристик к контрольным точкам схемы, изображенной на рис. 3, были подключены пробники соответствующих типов. Часто при тестировании ИИП используют режим «мягкого» пуска, который соответствует постепенному нарастанию входного напряжения до требуемого значения. Это обеспечивает небольшое снижение токовой нагрузки при проведении предварительных испытаний.

На рис. 4 приведены осциллограммы входного и выходного напряжений, а также входного тока ИИП в пусковой период функционирования. Представленные кривые позволяют определить время выхода на установившийся режим при текущем уровне нагрузки, а также характеристики первичного импульса входного тока. Судя по осциллограмме входного тока, его максимальное значение достигает 18 А, что свидетельствует о необходимости тщательного подбора режимов функционирования компонентов ИИП для обеспечения требуемой надежности.

Рис. 4. Осциллограммы для режима мягкого пуска: синяя кривая — входное напряжение; красная кривая — выходное напряжение; зеленая кривая — входной ток

Аналогичным образом могут быть исследованы и режимы работы ключевого элемента ИИП. В частности, в пусковом режиме будет наблюдаться постепенное сокращение интервалов между коммутациями, что обусловлено нарастанием входного напряжения и снижением потребляемого тока при выходе ИИП на установившийся режим. Как показали исследования, время установления выходного напряжения намного превышает период нестабильности входного тока, что видно на рис. 4. Имеются и другие особенности функционирования ИИП в период пуска.

С использованием контрольных точек, аналогичных тем, что приведены на рис. 3, можно исследовать характеристики ИИП и в других режимах. Это позволяет получить полную информацию о тестируемом объекте.

Оборудование для тестирования ИИП

Для тестирования ИИП различного назначения нужно использовать универсальную измерительную установку, включающую следующие элементы:

• Осциллограф с полосой частот 500 МГц, который обеспечивает точные измерения необходимых характеристик во времени. Рекомендуется использовать четырехканальный осциллограф, поддерживающий одновременное отображение нескольких ключевых сигналов. Для этих целей подходит прибор R&S RTO1004, в идеале оснащенный опцией анализа электропитания R&S RTO-K31. Рекомендуется использовать один токовый пробник (RT-ZC20 или аналогичный); два пассивных пробника (RT-ZP10 или аналогичных) с принадлежностями для заземления и набором инструментов для выравнивания; активный несимметричный пробник (RT-ZS10 или аналогичный); активный дифференциальный пробник (RT-ZD10 или аналогичный).
• Источник питания, который должен обеспечивать поддержку требуемых уровней напряжений и токов, а также высокий уровень стабильности и точности по выходу. По возможности следует использовать многожильные скрученные проводники минимальной длины, что позволит снизить индуктивное сопротивление.
• Цифровой мультиметр, обеспечивающий возможность контроля статических напряжений и токов в ходе тестирования. Для этих целей подходит 5,75‑разрядный ЦММ Hameg HMC8012 или 6,5‑разрядный ЦММ HM8112-3.
• Генератор импульсов или сигналов произвольной формы, позволяющий сформировать сигналы для управления коммутаторами, источниками напряжения или нагрузками. Для этих целей подойдет, например, функциональный генератор Hameg HMF2525, поддерживающий работу в диапазоне частот до 25 МГц.
• Электронная нагрузка, которая обеспечивает проведение испытаний ИИП с использованием широкого спектра выходных токов, что открывает возможности для дальнейшей автоматизации.

Характеристики биполярного транзистора.

Выделяют несколько основных характеристик транзистора, которые позволяют понять, как он работает, и как его использовать для решения задач. И первая на очереди – входная характеристика, которая представляет из себя зависимость тока базы от напряжения база-эмиттер при определенном значении напряжения коллектор-эмиттер:

I_{б} = f(U_{бэ}), \medspace при \medspace U_{кэ} = const

В документации на конкретный транзистор обычно указывают семейство входных характеристик (для разных значений U_{кэ}):

Входная характеристика, в целом, очень похожа на прямую ветвь . При U_{кэ} = 0 характеристика соответствует зависимости тока от напряжения для двух p-n переходов включенных параллельно (и смещенных в прямом направлении). При увеличении U_{кэ} ветвь будет смещаться вправо.

Переходим ко второй крайне важной характеристике биполярного транзистора – выходной. Выходная характеристика – это зависимость тока коллектора от напряжения коллектор-эмиттер при постоянном токе базы

I_{к} = f(U_{кэ}), \medspace при \medspace I_{б} = const

Для нее также указывается семейство характеристик для разных значений тока базы:

Видим, что при небольших значениях U_{кэ} коллекторный ток увеличивается очень быстро, а при дальнейшем увеличении напряжения – изменение тока очень мало и фактически не зависит от U_{кэ} (зато пропорционально току базы). Эти участки соответствуют разным .

Для наглядности можно изобразить эти режимы на семействе выходных характеристик:

Участок 1 соответствует активному режиму работы транзистора, когда эмиттерный переход смещен в прямом направлении, а коллекторный – в обратном. Как вы помните, в данном режиме незначительный ток базы управляет током коллектора, имеющим бОльшую величину.

Для управления током базы мы увеличиваем напряжение U_{бэ}, что в соответствии со входными характеристиками приводит к увеличению тока базы. А это уже в соответствии с выходной характеристикой в активном режиме приводит к росту тока коллектора. Все взаимосвязано.

Небольшое дополнение. На этом участке выходной характеристики ток коллектора все-таки незначительно зависит от напряжения U_{кэ} (возрастает с увеличением напряжения). Это связано с процессами, протекающими в биполярном транзисторе. А именно – при росте напряжения на коллекторном переходе его область расширяется, а соответственно, толщина слоя базы уменьшается. Чем меньше толщина базы, тем меньше вероятность рекомбинации носителей в ней. А это, в свою очередь, приводит к тому, что коэффициент передачи тока \beta несколько увеличивается. Это и приводит к увеличению тока коллектора, ведь:

I_к = \beta I_б

Двигаемся дальше

На участке 2 транзистор находится в режиме насыщения. При уменьшении U_{кэ} уменьшается и напряжение на коллекторном переходе U_{кб}. И при определенном значении U_{кэ} = U_{кэ \medspace нас} напряжение на коллекторном переходе меняет знак и переход оказывается смещенным в прямом направлении. То есть в активном режиме у нас была такая картина – эмиттерный переход смещен в прямом направлении, а коллекторный – в обратном. В режиме же насыщения оба перехода смещены в прямом направлении.

В этом режиме основные носители заряда начинают двигаться из коллектора в базу – навстречу носителям заряда, которые двигаются из эмиттера в коллектор. Поэтому при дальнейшем уменьшении U_{кэ} ток коллектора уменьшается. Кроме того, в режиме насыщения транзистор теряет свои усилительные свойства, поскольку ток коллектора перестает зависеть от тока базы.

Режим насыщения часто используется в схемах ключей на транзисторе. В одной из следующих статей мы как раз займемся практическими расчетами реальных схем и там используем рассмотренные сегодня характеристики биполярного транзистора.

И, наконец, область 3, лежащая ниже кривой, соответствующей I_{б} = 0. Оба перехода смещены в обратном направлении, протекание тока через транзистор прекращается. Это так называемый режим отсечки.

Все параметры транзисторов довольно-таки сильно зависят как друг от друга, так и от температуры, поэтому в документации приводятся характеристики для разных значений. Вот, например, зависимость коэффициента усиления по току (в зарубежной документации обозначается как h_{FE}) от тока коллектора для биполярного транзистора BC847:

Как видите, коэффициент усиления не просто зависит от тока коллектора, но и от температуры окружающей среды. Разным значениям температуры соответствуют разные кривые.

Двух и трехвыводные последовательные «Bandgap»-ИОН

Для устройств с напряжениями ниже 5 В необходим компромисс между стоимостью и высоким уровнем разрешения (низкие уровни шумов и высокая точность), поэтому «Bandgap» стали наиболее востребованным типом ИОН. Они компенсируют температурную нестабильность благодаря отрицательному температурному коэффициенту прямо смещенного база-эмиттерного перехода и положительному температурному коэффициенту выходного напряжения, которое пропорционально температуре. Такое напряжение получается усилением напряжения между двумя прямо смещенными p-n переходами.

Таблица 4. ИОН производства Maxim Integrated

Наименование	Начальная точность макс, ± %	Шум (0,1…10 Гц), мкВП-П	Температурный коэффициент, ppm/°C, макс	Ток потребления макс, мкА	Особенности
DS4303	0,03	200	30	1,6	Подстраиваемый
LM4040	0,1	35	50	60	AEC-Q100 параллельный
LM4041	0,1	20	100	65	Параллельный
LM4050	0,1	35	50	60	AEC-Q100 параллельный
MAX6006	0,2	60	30	1	Параллельный
MAX6012	0,3	12	20	35	—
MAX6018	0,2	36	60	5	—
MAX6023	0,2	25	30	35	—
MAX6029	0,15	80	30	5	—
MAX6033	0,04	16	7	75	—
MAX6034	0,2	45	30	115	—
MAX6035	0,2	21	25	95	—
MAX6037	0,2	6	25	275	Регулируемый
MAX6043	0,05	4	15	490	—
MAX6061	0,4	13	20	125	—
MAX6070	0,04	6	7	150	Вход разрешения
MAX6100	0,4	18	75	150	—
MAX6101	0,4	13	75	150	—
MAX6125	1	15	50	100	Регулируемый
MAX6126	0,02	1,45	3	550	Подстраиваемый
MAX6129	0,4	30	40	5	—
MAX6133	0,04	16	3	80	—
MAX6138	0,1	35	25	65	Параллельный
MAX6143	0,1	4	3	490	Подстраиваемый, датчик температуры
MAX6160	1	15	100	100	Регулируемый
MAX6173	0,06	3,8	3	450	Подстраиваемый, датчик температуры
MAX6190	0,1	40	5	35	—
MAX6220	0,1	1,5	20	3,3	Подстраиваемый
MAX6225	0,04	1,5	2	2,7	Подстраиваемый
MAX6325	0,02	2,5	1	2,9	Подстраиваемый